本文摘要：章节 在电力电子装置中，以CVCF逆变器为核心的UPS获得了普遍的应用于，对其输入波形主要的技术拒绝还包括较低的稳态总谐波畸变亲率（THD）和较慢的动态号召，由于非线性阻抗、PWM调制过程中的死区和逆变器系统本身的弱阻尼性等因素的影响，使用一般的闭环PWM掌控效果不理想。本文以美国TI公司生产的TMS320F240DSP为掌控芯片，使用反复掌控提高系统的稳态性能，使用引进积分控制的零点配备提高系统的动态特性，实验结果表明，本方案可以同时构建高品质的稳态和动态特性。

章节　　在电力电子装置中，以CVCF逆变器为核心的UPS获得了普遍的应用于，对其输入波形主要的技术拒绝还包括较低的稳态总谐波畸变亲率（THD）和较慢的动态号召，由于非线性阻抗、PWM调制过程中的死区和逆变器系统本身的弱阻尼性等因素的影响，使用一般的闭环PWM掌控效果不理想。本文以美国TI公司生产的TMS320F240DSP为掌控芯片，使用反复掌控提高系统的稳态性能，使用引进积分控制的零点配备提高系统的动态特性，实验结果表明，本方案可以同时构建高品质的稳态和动态特性。　　反复控制器设计　　反复掌控的基本思想源于掌控理论中的内模原理，即如果期望控制系统对某一参照指令构建无静差追踪，那么产生该参照指令的模型必需包括在平稳的闭环控制系统内部。

图一是本系统使用的反复掌控框图，以下对其各部分展开分析解释。图1线性域反复控制器框图　　P（z）是逆变器的输出与输入的线性传函，是系统中的掌控对象。逆变器的电源频率比LC滤波器的大自然频率低得多，其动态特性主要由LC滤波器要求，通过创建系统状态方程取得P（z）。本系统中，L=0.88mH,C=60mu;F,电感的等效串联电阻为0.4Omega;，电源频率和取样频率都是10KHz,推论出有其线性传函为：　　做出其伯德图如图2右图，可以看见逆变器不存在一个谐振峰，阻尼比较小。

图2逆变器P（z）的伯德图　　图1中虚线框内为反复控制器的内模，N为一个周期内取样的次数。该内模实质上是一个周期延后正反馈环节，只要输出信号是以基波周期反复经常出现，其输入就是对输出信号的弃周期相加。当Q（z）给定为1,可视作以周期为步长的分数环节，可以超过无静差，但是给系统带给N个坐落于单位圆周的零点，使开环系统呈现出临界波动状态，本系统中Q（z）取为0.95,以提高系统稳定性。　　图1中反复控制器里包括有一个补偿器　　其中滤波器S（z）由以下两部分包含　　陷波滤波器S1（z）主要用作对歧义逆变器的谐振峰值，二阶滤波器S2（z）主要获取高频波动。

落后环节zk补偿滤波器S（z）和掌控对象P（z）总的相位滞后，Kr是反复掌控增益。补偿器C（z）要超过的目的是使校正后的对象中低频增益相似于1,而高频增益则尽早地降到-26dB以下，同时系统在整个中低频段前向地下通道的总光波尽可能小。所取Kr=0.9,zk=z5,做出C（z）P（z）的伯德图，如图3右图，可以看见设计符合要求。

图3C（z）P（z）的伯德图　　前向地下通道上串联的周期延后环节z-N使掌控动作延后一个周期展开，即本周期检测到的误差信息在下一周期才开始影响掌控量。引进周期延后环节的主要原因是系统中所含落后环节zk,如果此系统要需要物理构建，必需有一延后环节零点配备　　反复掌控有效地的提高逆变器稳态性能，但动态号召佳。

实质上，逆变器的大自然动态特性之所以很差，最主要的原因是逆变器自身的阻尼过强。回应，最必要有效地的解决办法就是引进状态对系统，展开零点配备，减少掌控对象的阻尼。图4单相PWM逆变器模型　　图4是为单相逆变器的等效电路，逆变器3组时阻尼大于。因此，在实行零点配备时，假设逆变器正处于3组（最恶劣的情况），配备零点时应留意逆变器带载以后阻尼比不会变小。

　　所取电容电压vC和电容电流iC作为状态变量，PWM逆变器的3组模型为：　　引进状态对系统　　其中r是闭环系统参照指令，K是对系统增益阵，则闭环系统的状态方程变成：　　将闭环零点配备在z域的0.74plusmn;0.3i点，此时系统自波动频率omega;n为4454rad/s（大体与LC滤波器截止频率完全相同）；阻尼比xi;为0.5.图5（a）是系统的突加阻抗建模波形，仔细观察找到输入电压在突加瞬间跌入后无法几乎返回原本的轨迹，而是有一个固有的静态误差。对对系统系统分析找到，电容电压vC对系统相等于一个比例环节P,电容电流iC对系统相等于一个微分环节D,都无法避免静态误差。因此，我们在控制系统中引进分数环节，把输入y的分数量和状态变量一起作为对系统量，假设这个新的变量为xI,即　　原本的二阶系统变成了三阶系统　　追加一个配备零点在z域的0.1,此时系统的突加阻抗建模波形如图5（b）右图，我们可以看到原先的静态误差早已被避免。

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